Zellentladetester mit PC Anbindung "Mark 2"

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m_karl

m_karl

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Hallo, (wie in einem anderen Thread schon erwähnt) möchte ich einen Zellentladetester mit PC Anbindung bauen, der das automatische Entladen einer einzelnen Akkuzelle ermöglicht und danach die Daten für eine Entladekurve ausspuckt.

Technische Daten, die ich erreichen möchte:
Spannungsbereich: 0-4,5V
Strombereich 0-75A
komplett isoliert, also man kann an einem geerdeten PC ein geerdetes 3,3V Netzteil testen wenn man spontan Lust hat ohne sich das Mainboard des PC zu zerschießen.

Realisierung:
Der Mikrocontroller kommuniziert via serieller Schnittstelle mit dem PC und wertet Temperaturen und evtl. den Entladestrom über einen Stromsensor mit den internen ADC aus.
In jeweils isolierten Stromkreisen sitzt einerseits der ADC, der die Akkuspannung möglichst an den Kontakten des Akku misst sowie der DAC, der den Entladestrom vorgibt. Beide kommunizieren über SPI mit dem Mikrocontroller.

Analogseitig wird der Strom von 2 (logic level) Leistungstransistoren geregelt, 4 (je 2 parallel geschaltene) Shunts liefern das Feedback für den rail-to-rail Opamp. Ein Transistor und 2 Shunts teilen sich jeweils einen Kühlkörper. Diese "Gespanne" können einzeln geregelt werden um je nach Bedarf eine kleine Impedanz oder eine bessere Genauigkeit zu erreichen.

Bauteile:
uC: Arduino Micro (weil ich für einen richtigen Mircocontroller zu inkompetent bin)
ADC: Microchip MCP3550 (22-Bit)
DAC: Microchip MCP4822 (12-Bit)

Weil gefragt wurde wie sich das thermisch ausgeht, nun ich habs noch nicht getestet, aber Theoretisch sollte es passen.
Maximaler Strom pro Strang: 37,5A
Maximale Spannung pro Strang: 4,5V
Leistung pro Kühlkörper: 169W (rating ist etwa 180W)
Widerstand 2 paralleler Shunts: 0,025Ohm
Leistung an den Shunt-Widerständen = I²*R = 35W (rating ist 30W pro Widerstand, also 60W)
Leistung am Transistor: 169W-35W = 134W (rating ist 140W)

In der Praxis wird sicher ein bisschen Leistung in der Verkabelung und der Sicherung hängen bleiben. Also sollte die Kiste eigentlich "vollgasfest" sein.

Der Schaltplan dürfte eigentlich soweit fertig sein, Die Schaltung ist in einzelnen Stücken funktionsfähig (nur unter richtiger Leistung hab ichs noch nicht getestet, also wird vielleicht dann wenn der Tester komplett zusammengebaut ist noch etwas geändert).
Schaltplan_17_11_8.PNG (Die Datei vom Schaltplan kann ich nicht hochladen, falls jemand die Eagle Datei haben will, gerne, einfach melden)

Sonstiger Fortschritt:
Platine: weder angefangen noch irgendwelche Erfahrung
Hochstromverkabelung: bereits Ideen
Serielles Protokoll: Entwurf als Anhang, hab mal NMEA als grobe Vorlage genommen
Code Arduino: Grundgerüst steht, serielles Protokoll muss noch eingebaut werden
Code PC: Mal den alten Datenlogger abstauben, den ich in der Schule zusammengefummelt habe und umbauen (MS Visual C#)
Gehäuse: grobe Idee
 

Anhänge

  • serial.txt
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Wie an anderer Stelle schon gesagt, verstehe ich kaum was von Pixis and Magic Smoke, bin aber stark am Verlauf des Projekts Interessiert!

Grade der hohe möglich Entladestrom ist interessant für mich da mein SkyRC MC3000 bei 4 belegten Akkuschächten max 0.5A zieht. Da zieht sich ein Prüfungszyklus schon mal eine lange Weile dahin :popcorn:

*Thema abonniert*
 
Moin

Fragen über Fragen:
Sind die 9V Uref am MCP nicht ein wenig viel?
Woher kommt dessen Messspannung überhaupt? Nochmal ein gemeinsamer Shunt?
Wenn ich das richtig verstehe verwendest Du nachher zwei Kühlkörper. Dann sollte es keine Probleme geben.
Wenn die Transistoren in parallelbetrieb arbeiten sollte, meiner bescheidenen Meinung nach, auch der Sollwert des jeweiligen OPs aus einer gemeinsamen Quelle gespeist werden. Per Pullup der Rückführung kannst Du ja einen oder beide Transistoren wegschalten.

PS
 
Ja, die 9V wären zu viel, da steckt noch ne 4,5V Referenzspannungsquelle dazwischen. Die ist eigentlich auch der Grund für die 9V Schiene, es gibt welche die auf 5V laufen, aber die waren schlecht zu bekommen oder so ein extrakleiner SMD Baustein, also hab ich mich für die "einfache" entschieden.
Und der MCP 3550 misst keinen Strom, der ist direkt an die Kontakte vom Akku geschalten für die Spannung von der Entladekurve (ist im Schaltplan ein bisschen blöd dargestellt).

Die Transistoren parallel laufen lassen würde vermutlich auch gehen, ja. Meine Überlegung da war eher, der DAC hat 2 Ausgänge, der Opamp ist auch ein "dualer" also warum nicht quasi 2 komplett einzelne Stränge nutzen. Damit muss ich mir keine Gedanken über Lastverteilung zwischen den Transistoren machen.

So wie die Schaltung jetzt auf dem Schaltplan steht wird gar kein Strom gemessen/Ausgewertet. Nur hoffentlich richtig gezogen nach der Kalibrierung. Wahrscheinlich geb ich noch nen induktiven Stromsensor dazu, der direkt vom uC ausgewertet wird, als Sicherheitsmaßnahme falls was aus dem Ruder läuft. Obwohl, wenns die Transistoren durchlegiert kann man eh nix mehr regeln :D
 
Hallo,
warum hast du die 3 Kondensatoren parallel?
der 10µF hat i.d.R. eine so große Toleranz dass der die beiden 100nF grad schluckt.

Andreas
 
Hi

Der 10µF Kondensator wird in der Nähe der 5V Versorgung sitzen. Die 100nF (Keramik)Kondensatoren werden jeweils möglichst nahe der Anschlüsse des jeweiligen ICs positioniert und dienen dort der zusätzlichen Störunterdrückung.
Ob die in dieser Vielzahl benötigt werden sein dahingestellt. Es wird jedenfalls so empfohlen.

PS
 
Hm das sind Entkoppelkondensatoren, die physisch später sehr nah beim Chip leben werden. Bei denen geht es nicht nur um Kapazität sondern auch um Schnelligkeit, deshalb sind welche mit verschiedenen Werten verbaut. Die kleinen reagieren schnell, und die Großen glätten auch Gröberes. Die Werte hab ich entweder ausgedacht (100nF sind glaub ich immer ganz gut) bzw. auch aus den Datenblättern der Chiphersteller, die geben meistens eine Empfehlung welche man nutzen soll..

EDIT: Ahja Powersupply war schneller :D
 
Die Idee finde ich gut, bei der Umsetzung sehe ich noch Optimierungsspielraum. :wink:

ADC: Microchip MCP3550 (22-Bit)
Die 22 Bit gaukeln hier eine Genauigkeit vor, die Du praktisch nicht einmal ansatzweise erreichen kannst.
Wenn man nicht wirklich Ahnung von hochgenauer Messtechnik hat, würde ich einen 16 Bit ADC nehmen. Selbst da werden die letzten 2 vielleicht sogar 3 Bit keine Genauigkeit, sondern allenfalls Auflösung produzieren.
22 Bit wäre ca. 1µV Auflösung. Kennst Du Dich mit Thermospannungen an Lötpunkten aus? Das wird in dem Bereich nämlich relevant. :mrgreen:

Was ich für eine halbwegs genaue Messung viel wichtiger finde: Einen Akkuzellenhalter, der pro Akkupol zwei Kontakte hat. Über einen wird der Laststrom gezogen, über den anderen wird die Spannung des Akkus gemessen. Sonst produzierst Du dort nämlich schon Fehler im mV-Bereich, also um den Faktor 1000 höher als Dein AD-Wandler eigentlich könnte.
Solche Akkuzellenhalterungen gibt es vermutlich nicht fertig zu kaufen, weil das normalerweise niemand braucht. Es ist aber meines Erachtens der wichtigste Teil des Projekts, wenn zumindest halbwegs ernsthaft gemessen werden soll.

Du kannst Dir ja schnell überlegen, was 1 mOhm Übergangswiderstand bei 50 oder 75 A Entladestrom bedeuten. Und das wirkliche Problem ist, dass der Übergangswiderstand nicht konstant ist. Einmal am Akku wackeln oder einen anderen Akku einlegen und er ändert sich. Vergleiche zwischen Akkus werden so praktisch unmöglich, weil die Ergebnisse nicht reprouzierbar sind.

Leistung am Transistor: 169W-35W = 134W (rating ist 140W)

In der Praxis wird sicher ein bisschen Leistung in der Verkabelung und der Sicherung hängen bleiben. Also sollte die Kiste eigentlich "vollgasfest" sein.
Das Ding fliegt Dir so schnell um die Ohren... :mrgreen:
Im Schaltplan ist als Mosfet der IRFP048N eingetragen. Da stehen im Datenblatt zwar 140 W, diese beziehen sich aber auf zwei für Dich vollkommen unrealistische Fälle:
1. Die Gehäusetemperatur des Mosfets muss konstant bei 25°C gehalten werden!
2. Die Angabe gilt nur im Schaltbetrieb, also voll durchgesteuert! Sie gilt nicht im Analogbetrieb als Widerstandslast.

Punkt 1 steht sogar explizit im Datenblatt, Punkt zwei muss man selbst erkennen, weil zum einen im SOA-Diagramm keine DC-Kurve ist und zum anderen die Forward Transconductance relativ hoch ist - wenn auch nicht ganz so schlimm wie bei vielen anderen Mosfets.

99% aller modernen Mosfets sind nur noch für den Schaltbetrieb entwickelt. Bauteile für den linearen Bereich werden so gut wie gar nicht mehr gebaut.

Deinem Mosfet würde ich im Linearbetrieb etwa 40 bis 60 W zutrauen - bei sehr guter Kühlung, d.h. der Kühlkörper bleibt unter 50°C.
Das hängt aber auch vom ZTC-Punkt (Zero Temperature Coefficient) ab, den man erst ermittelb müsste. Da Du generell bei niedrigen Spannungen und mit hohen Strömen arbeitest, hast Du vermutlich Glück und liegst über ZTC.
Ein wenig Literatur zu dem Thema.

Ein Mosfet, der gut für den Linearbetrieb geeignet ist, ist der FDH44N50. Oder Du nimmst Bipolartransistoren. Die sind meist unkritischer.

Du hast einen Trafo eingezeichnet, an dem 1,5 VA steht. Ist das nur ein Platzhalter? Für zwei Lüfter und die Schaltung reicht das niemals.

Die galvanische Trennung hätte ich vermutlich lieber zwischen Prozessor und PC gesetzt.
Das geht notfalls sogar mit zwei Optokopplern und ohne Spezialchips.
Die derzeit eingezeichneten ADUM1301 haben nämlich einen Nachteil: Sie sind ziemliche Störquellen, was sich direkt an der analogen Messschaltung nicht so gut macht. Du kannst sie durchaus verwenden, aber dann musst Du gute Filter auf Deiner Platine verbauen und auf ein EMV-optimiertes Layout achten.

Woher kommt eigentlich die Versorgungsspannung für den Prozessor?

Die Operationsverstärker sind in meinen Augen nicht gut gewählt. Das sind auto-zero Verstärker. Das ist natürlich toll, weil die praktisch keinen Inputoffset haben, aber dafür erzeugen sie Rauschen mit einer Mittenfrequenz um 7,5 kHz, das Du eigentlich wegfiltern musst, wenn hohe Präzision gewünscht wird.
"Normale" Operationsverstärker mit ein paar µV mehr Offsetspannung sind gutmütiger.

Die Präzision Deiner Shuntwiderstände passt nicht wirklich zu den sehr genauen OPV. Die Widerstände haben je nach genauem Ordercode entweder +/- 5 % oder +/- 1 % Toleranz. Beides ist viel mehr als die OPV ins System bringen.
Die oben genannten 30W bringen die Widerstände übrigens ebenso wie der Mosfet nur bei 25°C Gehäusetemperatur. Realistisch wirst Du pro Widerstand 15 bis max. 20 W verheizen können.

Wirklich intensiv habe ich mir die Schaltung nicht angesehen. Es ist also gut möglich, dass ich noch einige Dinge übersehen habe. Aber ich hoffe, die Tipps helfen Dir schon mal ein wenig.
Du hast nämlich keine leichte Aufgabe vor Dir.

Wichtig wird sicherlich ein sehr gutes Layout mit einer sauberen Trennung der Lasttröme von der restlichen Schaltung. Immerhin fließen hier 75 A und trotzdem willst Du Signale <1mV messen. Das wird anspruchsvoll.
Ich wünsche Dir viel Erfolg. :)
 
Da ist ein riesiges fettes :thx: angebracht, das sind so viele nützliche Informationen! Vielen Dank, dass du dir die Zeit genommen hast das alles durchzuschauen (den anderen natürlich auch, jede Frage und Anregung ist Willkommen!). Werd mich mal durcharbeiten und komme dann vermutlich mit ein paar Fragen wieder. :D
 
Hmmm, ich hab das mit den Mosfets wohl auch falsch eingeschätzt. Aber Dev hat wohl Recht. Und eigentlich tendiere ich bei solchen Dingen auch immer dazu zu sagen max 1/3 bis 1/2 der Nennleistung. bei den modernen Mosfets eher weniger.
Als Leistungsmosfet möchte ich daher nun doch den BSM111 ins Spiel bringen. Der sollte über die angedachte Last nur müde lächeln und ist, im Gegensatz zu vielen neueren Typen im SOA-Diagramm des Datenblattes mit einer DC-Kurve bedacht.
Gibt's bei ibäh ab ca 20$.
Einen habe ich da und auch schon damit herumexperimentiert. Für 55A an 7,2V reichte die Verlustleistung dann halt doch nicht ganz.

PS
 
Mir fällt gerade beim Durchlesen meines Beitrages ein weiterer Punkt für den BSM111 spricht ein: Du benötigst keine weitere Isolation da dieser schon isoliert ist.

PS
 
Dev schrieb:
Das Ding fliegt Dir so schnell um die Ohren... :mrgreen:
Im Schaltplan ist als Mosfet der IRFP048N eingetragen. Da stehen im Datenblatt zwar 140 W, diese beziehen sich aber auf zwei für Dich vollkommen unrealistische Fälle:
1. Die Gehäusetemperatur des Mosfets muss konstant bei 25°C gehalten werden!
2. Die Angabe gilt nur im Schaltbetrieb, also voll durchgesteuert! Sie gilt nicht im Analogbetrieb als Widerstandslast.

Punkt 1 steht sogar explizit im Datenblatt, Punkt zwei muss man selbst erkennen, weil zum einen im SOA-Diagramm keine DC-Kurve ist und zum anderen die Forward Transconductance relativ hoch ist - wenn auch nicht ganz so schlimm wie bei vielen anderen Mosfets.

99% aller modernen Mosfets sind nur noch für den Schaltbetrieb entwickelt. Bauteile für den linearen Bereich werden so gut wie gar nicht mehr gebaut.

Deinem Mosfet würde ich im Linearbetrieb etwa 40 bis 60 W zutrauen - bei sehr guter Kühlung, d.h. der Kühlkörper bleibt unter 50°C.
Das hängt aber auch vom ZTC-Punkt (Zero Temperature Coefficient) ab, den man erst ermittelb müsste. Da Du generell bei niedrigen Spannungen und mit hohen Strömen arbeitest, hast Du vermutlich Glück und liegst über ZTC.
Ein wenig Literatur zu dem Thema.

Ein Mosfet, der gut für den Linearbetrieb geeignet ist, ist der FDH44N50. Oder Du nimmst Bipolartransistoren. Die sind meist unkritischer.
Okay, starten wir mit dem Transistorthema das ist das wichtigste. Ich hab mir den Text von dem Infineon Blatt mal durchgelesen, darf jedoch nicht behaupten alles verstanden zu haben.

Fangen wir mit dem Maximum Power Limit im SOA Diagramm an.ZthJCt.jpgZthJC sollte für DC etwa 1,05 betragen, also rechnen wir uns mit eq.3 aus dem Infineonblatt den Strom aus. IDS = dTmax/(1,05*VDS) mit dTmax = 150K für den Transistor. Bei vollem Strom und 4,5V beträgt VDS 4,5V-0,94V = 3,56V weil am Shunt auch noch was anfällt. IDS beträgt dann 40,13A. Das wäre mehr, als die angedachten 37,5A.
Mal ins SOA Diagramm vom Hersteller eingetragen.SOA.jpgWas uns zur Thermal (in-)stability limit-line bringt. Also wenn man sich das SOA Diagramm anschaut, hat es entweder _nur_ eine Maximum Power Limit Line _oder nur_ eine Thermal stability limit Linie. Das ist natürlich unpraktisch wenn man die Steigung von letzterer übernehmen und auf die neue Maximal Power Limit Linie verschieben will :D

Mal einen Blick in das ID zu VGS Diagramm mit dem ZTO Punkt.IDVGS.jpgOkay, ich bin im _sehr_ instabilen Bereich. Nur wie funktioniert das derating ohne dass beide Linien im SOA Diagramm vorhanden sind? Treten solche punktuellen runaways im Transistor nur bei großen Spannungen auf? Das SOA Diagramm aus dem Infineonblatt würde das zumindest implizieren, also für mich mit vergleichsweise niedrigen Spannungen weniger betreffen. Aber wie lege ich das aus, gibt es da überhaupt eine Möglichkeit?

(Ich habe beim Datenblatt lesen übrigens gemerkt das der IRFP048N kein Logic Level MOSFet ist, was naja dazu führt, dass ich ihn eigentlich nicht ansteuern kann in meiner Schaltung ooops :D
Aber die Auslegung sollte ich trotzdem kapieren, die ändert sich bei einem anderen Transistor nicht).
 
Oh, jetzt seh ich erst das Problem, wenn ich wärmer werde schwindet mein dTmax, ich sollte die Maximum Power Linie also nochmal mit 75° oder so berechnen, okay, jetzt ist der Groschen gefallen. Bei 4,2V würd ich ca. 30A haben, bei 4,5V 25A. Naja die anderen Fragen bleiben jedoch noch aktuell...
 
Das erste von Dir genannte Diagramm ist nicht das SOA Diagramm, sondern eine Darstellung des effektiven Wärmewiderstands bei sehr kurzen Pulsdauern. Du nutzt den Mosfet aber mit einem Dutycycle von D=1,0 (also 100% Einschaltdauer), was ungefähr der roten von mir eingezeichneten Linie entspricht, und ein Entladezyklus dauert mehrere Sekunden. Der abzulesende Arbeitspunkt im Diagramm ist also näherungsweise der rechts eingezeichnete rote Kreis. Das sollte einem Korrekturwert von 1,0 entsprechen - d.h. es ist kein Korrektur notwendig. Irgendwie logisch, denn das Diagramm liefert ja nur Korrekturwerte für sehr kurze Pulse, die bei Dir aber gar nicht vorliegen. Das kannst Du also ignorieren.
Transient thermal impedance.png

Zum SOA-Diagramm kann ich bei dem Mosfet nur wenig sagen. Ich habe mal als rein theoretische Betrachtung die 140 W Kurve in das Diagramm eingezeichnet und Deinen gewünschten Arbeitspunkt blau markiert.
SOA.png
Du siehst zumindest, selbst für einen uneingeschränkt für den Linearbetrieb geeigneten Mosfet würde das theoretisch betrachtet eng werden. Praktisch klappt es nicht.

Dein drittes und letztes Diagramm zeigt, dass der ZTC-Punkt des Mosfets bei ca. 65 bis 70 A liegt. Oberhalb davon ist er thermisch stabil, unterhalb davon kann er instabil werden.
Die Betonung liegt auf kann - nicht muss.
Die HEXFETs bestehen intern aus einer Vielzahl kleiner parallel geschalteter Mosfets. Mit diskreten Bauteilen kann man das ohne Stromverteilungswiderstände nicht machen, weil die thermische Kopplung zwischen den Bauteilen fehlt.
Auf einem IC klappt das relativ gut. Aber auch dort ist es ein Wettlauf zwischen der Bildung von Hot-Spots und der Wärmeleitung zwischen den einzelnen Mini-Transistoren.

Etwas unterstützen kann man den Mosfet, indem man
1) einen Kühlkörper mit dicker Bodenplatte nimmt, damit die Bodenplatte überall gleich warm ist
2) die Wärmeleitpaste sehr dünn und vor allem gleichmäßig aufträgt
3) den Anpressdruck gleichmäßig gestaltet.

Der letzte Punkt bedeutet insbesondere, dass man die Befestigungsschraube nicht zu fest anzieht. Sonst verbiegt man das Gehäuse minimal (< 1/100 mm) und die einzelnen Bereiche des Mosfets haben eine unterschiedlich gute Kopplung an den Kühlkörper.

Was kann man Deinem Mosfet jetzt realistisch an Verlustleistung zutrauen? Nehmen wir einfach mal an, er ist für den Linearbetrieb geignet.
Die maximale Chiptemperatur ist mit 175°C angegeben. Das ist aber nicht der sinnvolle Betriebspunkt, sondern die Grenze ab wann er kaputt gehen darf. Ein paar Grad sollten wir daher abziehen. Maximum sind also 160°C.
Der Wärmeübergangswiderstand vom Siliziumchip zur Bodenplatte des Mosfets sind 1,1 °C/W und von der Bodenplatte zum Kühlkörper kommen weitere 0,24°C/W hinzu. Wenn Dein Kühlkörper jetzt beispielsweise 3°C/W (großer Kühlkörper ohne Lüfter oder kleinerer mit Lüfter) hat kommst Du in Summe auf 4,34°C/W.
Im Sommer haben wir 30°C Lufttemperatur, also hast Du 130 °C erlaubte Differenz und kannst somit 130 / 4,34 = 30 W verbraten.
Wenn Dein Kühlkörper auf 1 °C/W kommt (Sehr großer Kühlkörper ohne Lüfter oder ein mittelgroßer mit Lüfter) sind es 55 W.

Wenn Du davon jetzt noch 10W Reserve abziehst, weil er nicht gut für den Linearbetrieb geeignet ist, ist die Chance gut, dass es funktioniert. Bei 45W pro Mosfet und einem Shuntwiderstand von 0,1 Ohm pro Strang kann jeder Strang dann etwa 11 A. Du brauchst dann 7 Stränge, um auf 75 A zu kommen.
Mit einem etwas größeren Widerstand von 0,2 Ohm wären 15 A möglich. Letzteres ist auch besser für die thermische Stabilität, da der Mosfet (bei gleicher Verlustleistung) bei höheren Strömen stabiler ist. Je größer der Widerstand wird, desto weniger Strom kannst Du natürlich bei kleineren Eingangsspannungen ziehen.
Ich nehme aber an, Du willst mit dem vollen Strom Deiner elektronischen Last von 75 A bis zur Entladeschlussspannung der Zelle entladen können. Das sind ca. 2,5 V für Li-Ion und für LiFePO4 (falls relevant) sind es sogar knapp über 2 V.
Für 2,5 V sind mit dem 0,1 Ohm Widerstand noch die vollen 11 A pro Strang möglich, mit dem 0,2 Ohm Widerstand nur noch 10 statt 15 A. Dann würde der Entladestrom also nicht über die volle Entladedauer konstant gehalten werden können.
Also empfehle ich, einen 0,1 Ohm als Shunt für jeden Zweig zu nutzen. Dann bleiben noch ein paar mOhm als Reserve für die Verkabelung. Die Mindeststpannung, die für den vollen Strom notwendig ist, liegt dann bei knapp über 2V. Bei kleineren Eingangsspannungen sinkt der maximal mögliche Strom.

Besser ist es natürlich, direkt einen geeigneteren Mosfet mit DC-Kurve im SOA Diagramm zu nehmen. Dann hat man nicht die Restgefahr, dass es doch nicht funktioniert. Denn kaputt gehen kann der Mosfet auch mit den oben berechneten Parametern noch. Es ist nur relativ unwahrscheinlich.

Der von mir genannte FDH44N50 kostet um die 8-9 € und kann realistisch knapp über 100 W bei guter Kühlung verheizen. Er hat aber einen etwas höheren RDS_on Widerstand (120 mOhm), so dass Du trotzdem fünf Stück brauchen würdest, um auf Deinen gewünschten Strom zu kommen. Das ist dann zwar ein thermisch absolut stabiler Aufbau, weil die Mosfets sich praktisch nur langweilen, aber Du sparst keine Bauteile und auch kein Geld.
Eventuell lohnt es sich, noch mal nach geeigneten Mosfets zu gucken. PS hatte auch noch einen Typen genannt, den habe ich mir aber noch nicht angesehen.

So weit so gut. Jetzt muss ich aber erst einmal ein paar Quadratmeter Fliesen entfernen. Dabei kann der Kopf sich dann erst einmal entspannen. Der muss da recht wenig arbeiten. :mrgreen:
 
Dass das erste Diagramm kein SOA Diagramm ist hab ich grade noch verstanden, aber für das SOA Diagramm braucht man den ZthJC Wert, deshalb hab ich damit begonnen.

Naja, der vorgesehene Kühlkörper ist ein PC Kühlkörper der normalerweise CPUs bei bis zu 180W auf 70°C oder so halten muss, das Teil hat nen Lüfter, arbeitet mit Heatpipes und wiegt 1kg. Ich kann mir nicht vorstellen, dass der mehr als 0,3 K/W Wärmewiderstand hat. Für 3K/W findet man so etwas: http://de.rs-online.com/web/p/kuhlkorper/6925093/
Würd ich jetzt eher als "lieb" bezeichnen :D

Sagen wir wir haben 2 Mosfets pro Kühlkörper weil das geht sich vom Platz her aus. also das halbe Wärmeabfuhrbudget von 0,6K/W - eine Summe von ca. 2K/W. Bei 130°C wären das 65W - 10W weil er instabil werden könnte. also 55W.
Nehmen wir mal neue Randbedingungen an. Es gibt keine Hochleistungsakkus mit 4,35 oder 4,4V also haben wir 4,2V. Der Shunt hat 0,05Ohm pro Mosfet jetzt (weil wir dann nur einen pro Mosfet verwenden) der schluckt bei 15A 0,75V also bleiben am Mosfet 4,2-0,75V 3,45V über. 15A*3,45V=52W also 15A würden gehen. Dann hätte ich eine 60A Last mit 4 der genannten Transistoren. Dass bei 4,5V nicht so viel gezogen werden darf, kann ich ja dann in Software sperren, das macht jetzt keine Probleme.
Na gut mit 60A würd ich mich erstmal zufrieden geben und ich kann ja sobald die Kiste läuft messen wo ich thermisch stehe, und ob evtl. mit den neuen Erkenntnissen aus SOA und den 10W "Reserve" in Richtung 75A (18,75A pro Strang) gehen kann (weil der Kühlkörper vielleicht besser als 0,3K/W ist). Vielleicht verheiz ich einfach auch einen Transistor und schau ab wann er den Geist aufgibt, bräuchte da nur noch die passende Spannungsquelle :D

Die Auslegung auf die geringe Impedanz im System hab ich schon gemacht, daher auch 0,025Ohm durch die 2 parallel geschaltenen 0,05 Ohm Shunts - ich hätte gerne noch eine Schmelzsicherung im Akkustromkreis da brauch ich auch noch ein paar mOhm Reserve.

Befestigen werde ich die Bauteile übrigens nicht mit der Schraube am Transistor, weil da kein Fleisch am Kühlkörper ist für ein Gewinde. Also eher mit einer Klammer, wo ich über ne Schraube recht gut nen gleichmäßigen, hohen Anpressdruck machen kann. Elektrisch ist bei den Transistoren ja Drain auf Kühlkörper durchverbunden, der - falls ich den Transistor paarweise Nutze von der Schaltung her auch durchverbunden ist. Ich brauch also kein Isolierpad was mir nen zusätzlichen Wärmewiderstand verursacht.

Vielen Dank für die Mühe beim Erklären und durchrechnen, jetzt hab ich glaub ich nen ganz guten Überblick :)
 
Hi

Für Entladung von LiIon Zellen kannst Du getrost mit max 4,0V rechnen. Ab 20A sind die binnen Sekunden alle eh recht schnell sogar noch deutlich darunter.
Wegen dem Parallelschalten der Drainanschlüsse liegst Du, mein ich falsch. Der ist bei den Mosfets unten am Messwiderstand und würde bei deiner Schaltung eine Parallelschaltung zweier Mosfets bedeuten.

Ich hatte mal mit IGBTs experimentiert die in einem Dreifach-Modul untergebracht sind. Diese waren mit 1250W pro IGBT angegeben. Bei ca 600W war der erste nach kurzer Zeit defekt. Der Grund lag wohl daran, dass pro Strang zwei Chips verbaut waren und einer, bedingt durch geringste Unsymmetrie den vollen Strom auf sich vereinte... Nachdem ich dessen Anschlüsse im Gehäuse kappte und einen Zweiten Transistor eines weiteren Stranges per Drainwiderstand parallelschaltete hielten diese der Leistung Stand.
IGBts kommen bei deiner Anwendung aber eher nicht infrage weil diese meist auch eine zu hohe Uce haben.

PS
 
powersupply schrieb:
Wegen dem Parallelschalten der Drainanschlüsse liegst Du, mein ich falsch. Der ist bei den Mosfets unten am Messwiderstand und würde bei deiner Schaltung eine Parallelschaltung zweier Mosfets bedeuten.
Dann hab ich den aber im Schaltplan falsch eingezeichnet, da wäre Drain auf Akku+ :lichtauf:
EDIT: 20s google sagt zumindest es müsste stimmen?
 
m_karl schrieb:
Dann hab ich den aber im Schaltplan falsch eingezeichnet, da wäre Drain auf Akku+ :lichtauf:
EDIT: 20s google sagt zumindest es müsste stimmen?
Hast ja Recht. :top:
Irgendwie bring ich das immer wieder mal durcheinander.
In Wikipedia ist es ja schön beschrieben.

PS
 
Gibt es hier Neuigkeiten?

Gruß
 
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